摘要:隨著高速電力線載波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)技術在電力物聯網中的推廣和應用，其面臨的組網孤島/孤點、停電事件上報成功率低、單跳通信距離短等問題逐步顯現。無線(RadioFrequency，RF)通信能夠有效地解決這些問題，從而成為了HPLC的有力補充。對于HPLC&RF雙模系統中的無線通信，現有的導頻設計沒有充分考慮其典型應用信道的時頻相關性，為此提出了一種新的導頻設計方案。該方案增加了導頻的頻域密度，以更好地適應頻率選擇性高的信道;同時基于所有典型信道隨時間變化緩慢的特性，降低了導頻的時域密度;另外，重新設計了導頻的時頻位置，以進一步降低信道估計的復雜度。新方案的導頻開銷為原方案的1/2。仿真結果表明，所提方案的性能均優于原方案，且適用的信道估計方法簡單，計算復雜度低，易于實現，能夠更好地滿足雙模系統的推廣應用需求。

　　關鍵詞:電力物聯網;高速電力線載波通信;雙模系統;導頻設計;信道估計

　　引言高速電力線載波通信(High-speedPowerLinecarrierCommunication，HPLC)是在低壓電力線上進行數據傳輸的寬帶電力線載波技術，具有速率高、實時性強、抗干擾能力強、傳輸可靠性高、可實現芯片互聯互通的特點，能夠滿足現階段用電信息采集的需求，正在得到越來越廣泛的應用。但是隨著用電系統的不斷發展，電力電子器件和變頻設備得到廣泛應用，電網電磁環境變得越來越復雜，造成了惡劣的電力線載波通信環境[1]。惡劣的通信環境帶來了組網的孤島/孤點問題。

　　電網論文范例： 基于復雜網絡理論的互聯電網Braess悖論現象研究

　　除此之外，HPLC還面臨著停電事件上報成功率低、單跳通信距離短等問題。無線(RadioFrequency，RF)通信可以避開電力線環境中的干擾和噪聲，解決組網孤島/孤點、停電事件上報成功率低、單跳通信距離短等問題，從而成為了HPLC的有效補充。但是無線通信又容易受到周圍環境影響，尤其是在建筑樓宇內，無線信號會有盲區。

　　HPLC與RF的融合，即HPLC&RF雙模系統，將大大拓展HPLC的應用發展空間，在滿足電網抄表應用需求的前提下，又可滿足智能電網的各種擴展應用，同時還可以為智能家居應用提供高速可靠的解決方案。雙模系統中的無線通信(簡稱雙模無線)物理層采用正交頻分復用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)技術，并定義了長訓練序列(LongTrainingField，LTF)和導頻以輔助信道估計。信道估計的性能對于OFDM系統至關重要[2]，而導頻圖案的設計直接影響信道估計的方法和性能。根據系統應用的典型信道環境來設計導頻圖案，在保證信道相關性的前提下，用盡可能小的導頻開銷獲得最佳的信道估計性能。

　　雙模無線系統有9種典型信道，這9種信道隨時間變化緩慢，在時間間隔為50個OFDM符號時，信道的時域相關性仍均大于0.95。但部分信道的頻率選擇性較為明顯，例如惡劣城市1信道下，當頻率間隔為10個子載波時，其頻域相關性已小于0.5。原導頻方案中，導頻的平均時域間隔為3個OFDM符號，頻域間隔為4個子載波[3]。這樣的導頻圖案在進行二維維納濾波信道估計時，盡管時域性能較好，但在頻域能夠參與濾波的子載波數少，導致其性能不佳。

　　本文提出一種新的導頻方案，該方案增加了頻域導頻密度，以更好地適應頻率選擇性高的信道;同時基于所有典型信道均隨時間緩慢變化的特點，降低了時域導頻密度;另外，重新設計了導頻的時頻位置，以進一步降低信道估計的復雜度。新導頻方案在總體導頻開銷下降一半的情況下，采用簡單的信道估計算法就能夠獲得更優的信道估計性能。仿真結果表明，新的導頻方案在導頻開銷下降一半的情況下，誤塊率(BlockErrorRate，BLER)為1%對應的信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)性能比原導頻方案更優。

　　1系統模型

　　每幀發送的信號包括同步頭和物理層載荷，其中同步頭包括短訓練序列(ShortTrainingField，STF)和長訓練序列LTF，STF和LTF均為已知序列，STF占用4個OFDM符號，LTF占用2個OFDM符號。物理層載荷包括物理層頭(PhysicalHeader，PHR)和載荷數據(PhysicalServiceDataUnit，PSDU)，PHR承載用于PSDU解調的控制信息。PHR的OFDM符號數與調制編碼方式(ModulationandCodingScheme，MCS)相關，PSDU的OFDM符號數與載荷數據大小、MCS等相關。

　　另外，雙模無線系統定義了多組頻域導頻圖案，物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號，包括PHR和PSDU，每個符號依次循環使用一組導頻。在發射端，將PHR信息進行Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，將PSDU信息進行加擾、Turbo編碼、打孔、交織、分集拷貝處理，最終將經過處理的PHR、PSDU進行星座點映射、加導頻載波后，經過快速傅里葉逆變換(InverseFastFourierTransform，IFFT)完成頻域到時域的變換。

　　在時域，加入STF和LTF，加循環前綴，然后進行加窗、數模轉換、上變頻、功放，最后通過天線發射出去。在接收端，接收數據經過低噪放、下變頻、濾波得到基帶數據，完成同步，進行FFT變換得到頻域數據，使用頻域數據(訓練序列、導頻)進行信道估計和頻偏估計，然后進行解調，PHR和PSDU經過分集合并、解交織、解打孔、Turbo譯碼，PSDU還需要解擾，最終得到對應信息。

　　2原導頻方案

　　物理層模式Option1和Option2分別定義了7組頻域導頻圖案PilotSet1，PilotSet2，…，PilotSet7。Option3定義了3組頻域導頻圖案PilotSet1，PilotSet2，PilotSet3。物理層幀在LTF之后，所有物理層載荷OFDM符號，包括PHR和PSDU，每個符號依次使用一組導頻。以Option3為例，當物理層載荷OFDM符號數為12時，導頻的時域間隔為3個OFDM符號，頻域平均間隔為4個子載波。

　　3新導頻方案

　　雙模無線系統的應用環境對應9種典型無線信道[3]，無線信道隨時間變化非常緩慢，雖然“農村2”“惡劣城市1”“山區2”信道隨時間變化相對較快，但即使是這些信道，在間隔為50個OFDM符號時信道的時域相關性仍大于0.95。

　　考慮到雙模無線系統的典型應用環境，設計導頻圖案時，在保證信道相關性的前提下應盡量減小導頻開銷，以提高頻譜利用率。原導頻方案的時域密度過大，而頻域密度不足，因此設計新導頻圖案如下:假設物理層載荷OFDM符號數為N，其索引依次為1，2，…，N。當OFDM符號索引n滿足mod(n，Tp)=0時，該OFDM符號上的所有偶數有效子載波均為導頻子載波，其中Tp=14。

　　間隔為14個OFDM符號時，信道的時域相關性大于0.95，能夠滿足導頻設計的時域相關性要求，且能夠容許殘留頻偏±2×10-5。導頻的頻域間隔為2個載波時，信道的頻域相關性均大于0.95，可以滿足導頻設計的頻域相關性要求。導頻數據由初始值全是1的偽隨機序列產生，每次生成的比特數為一個OFDM符號的1/2有效子載波數，偽隨機序列每幀初始化一次，其生成多項式為S(x)=x10+x3+1。導頻子載波統一采用二進制相移鍵控(BinaryPhaseShiftKeying，QPSK)調制。在新導頻圖案中，物理層載荷每隔14個OFDM符號有1個OFDM符號上承載導頻，該符號的所有偶數有效子載波均為導頻子載波，因此導頻密度為1/28。

　　而在原導頻圖案中，每個物理層載荷OFDM符號中均有導頻子載波，對于Option1，每104個有效子載波中有8個導頻子載波，因此導頻密度為8/104;對于Option2，每52個有效子載波中有4個導頻子載波，因此導頻密度為4/52;對于Option3，每20個有效子載波中有2個有效子載波，因此導頻密度為2/20。新舊導頻圖案的導頻密度對比，可以看出，不同物理層模式下，新導頻圖案的導頻密度均約為原導頻方案的1/2。導頻密度小，意味著導頻開銷少，進而有更多的資源元素(1個資源元素時域對應1個OFDM符號，頻域對應1個子載波)可以用作數據傳輸，頻譜利用率更高。

　　4新導頻方案下的信道估計方法

　　在新導頻圖案下，采用LTF和導頻聯合進行DFT信道估計[4-7]。雙模無線系統為單發單收系統，頻域接收信號可建模為y=hx+n。

　　(1)式中:y為頻域接收信號，x為LTF或導頻的頻域發射符號，E|x|2=1，h為頻域信道，n是均值為零，方差為σ2的噪聲。Step1利用最小二乘(LeastSquare，LS)算法獲得LTF和導頻位置處的信道估計值:^hLS=y·x*。(2)式中:^hLS為LS信道估計值;y為頻域接收信號;x為發射的頻域已知信號，包括頻域LTF符號和導頻符號;()*為共軛操作。

　　Step2LTF時域上占用2個連續的OFDM符號，頻域上占用所有有效子載波，因此可將2個LTFOFDM符號的LS信道估計值累加平均，作為第2個LTFOFDM符號的LS信道估計值。接下來僅利用第2個LTFOFDM符號和導頻OFDM符號中的LS信道估計值，進行后續的信道估計處理。

　　Step4將^hLS，7利用離散傅里葉逆變換(InverseDiscreteFourierTransform，IDFT)變換到時域，在時域經降噪處理后，利用離散傅里葉變換(DiscreteFourierTransform，DFT)再重新變回到頻域，并將該頻域信道估計值作為索引為1～13的OFDM符號的信道估計值。該信道估計方法不需要估計信道的特征參數，例如多普勒頻移、時延擴展等，也不需要矩陣求逆或事先存儲濾波器系數，計算量小，對硬件的要求不高，易于實現。

　　5性能仿真

　　仿真采用9種典型信道:加性高斯白噪聲(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)、農村1、農村2、典型城市1、典型城市2、惡劣城市1、惡劣城市2、山區1、山區2。固定PSDU物理塊長為260，Option1、2和3分別采用MCS等級MCS0(BPSK)、MCS1(BPSK)和MCS2(QPSK)，此時總的物理層載荷符號數分別為193、200、280。PHR和PSDU的信道編碼為Turbo編碼。原導頻方案采用的信道估計方法為時域線性插值、頻域維納濾波[7]。仿真時長為10000幀。

　　誤塊率BLER=1%時，新導頻方案的SNR值更低，性能增益主要來自于新導頻方案的頻域導頻密度更大。與原導頻方案相比，新導頻方案的頻域導頻密度增加了一倍，這非常有利于頻率選擇性明顯信道，例如惡城1、山區2。但是從表6～8中也可以看出，對于頻率選擇性不明顯的信道，新導頻方案同樣有性能增益，這主要是因為基于原導頻方案在進行頻域維納濾波時，由于沒有進行信道類型的判斷，因此僅利用了左右各4個導頻載波(相鄰導頻間隔為4個載波)進行維納濾波，而實際上，如果能夠判斷信道類型，對于這些頻率選擇性不明顯的信道，可以采用更多的導頻載波頻域維納濾波，以獲得更優的性能。

　　6結論

　　本文針對HPLC&RF雙模系統中的無線OFDM通信，根據其應用的典型信道環境，提出了一種新的導頻設計方案。與原導頻方案相比，該方案的導頻開銷降低為原來的1/2，但性能比原方案更優，可以更好地滿足HPLC&RF雙模系統在電力物聯網中的推廣和應用需求。

　　參考文獻：

　　[1]陳麗恒.新一代高速雙模系統中高速無線通信的定時同步方案[J].電網技術，2019，43(S2):145-149.

　　[2]何江.OFDM系統的信道估計研究與實現[D].成都:西南交通大學，2017.

　　[3]IEEE.IEEEstandardforlocalandmetropolitanareanetworks-Part15.4:low-ratewirelesspersonalareanetworks(LR-WPANs)Amendment3:physicallayer(PHY)specificationsforlow-data-rate，wireless，smartmeteringutilitynetworks:IEEEStd802.15.4g[S].NewYork:IEEE，2012.

　　[4]樊蓉，慕福奇，蘇明月.OFDM系統基于導頻的DFT信道估計改進算法[J].南京郵電大學學報(自然科學版)，2015，35(2):79-83.

　　[5]孫晨.適用于IEEE802.11ac標準的信道估計與均衡技術研究[D].重慶:重慶大學，2017.

　　[6]謝顯中，董雪濤，陳鑫.利用前導符號和非均勻導頻進行聯合信道估計的方法:10078357.1[P].2007-04-02.

　　[7]彭天笑，潘嘉，酆廣增.一種改進的2×1-D維納濾波器OFDM信道估計器[J].電路與系統學報，2007，12(5):7-11.

　　作者：張春玲，王丹，趙訓威